摘要：本文设计了一种新的DC/DC变换器，它的输出是300V，输入是24V，这个变换器的结构是带辅助谐振网络的全桥变换器拓扑结构，通过仿真和实验结果得知，在较宽的负载条件下时，变换器中的超前桥臂和滞后桥臂的负载都可实现零电压开关(ZVS)条件，使变换器的开关损耗减小。另一方面，变压器副边的占空比丢失也降低了，使变换器的效率和输出电压的调节范围获得提高。
关键词：DC/DC变换器;平均电流模式;软开关.
前言
DC/DC变换器被广泛应用于家用电器、工业控制、通信、国防、交通等领域。它作为独立电源，也是其它开关电源的重要组成部分，正向着高频化，高功率密度，大容量化的方向迅速发展，它效率越来越高，可靠性也越来越强。
一、PWM控制全桥结构
功率大的DC/DC变换器大都采用PWM控制全桥结构,有硬开关和软开关这两种换流方式。软开关换流方式的好处是，使得超前桥臂和滞后桥臂的四个功率器都达到零电压的开关条件，它可以提高变换效率，降低变换器的开关损耗，降低对其他系统的电磁干扰。但对于普通的DC/DC变换器采用移相PWM控制方式，只有在负载较重的情况下才能使超前桥臂和滞后桥臂的功率器件达到零电压开关条件，和超前桥臂相比，滞后桥臂比较难以实现零电压开关条件。本文选用了一种带辅助谐振网络全桥结构形式，根据24V输入，300V输出的要求，计算并选定了辅助网络的电感及电容参数值。为了帮助漏感和谐振电感实现滞后桥臂的ZVS，而利用辅助电路的电感能量，能带来的好处是：（1）减小谐振电感量甚至取消谐振电感，达到减小副边占空比丢失到几乎为零的效果；（2）在较宽负载的范围内实现滞后桥臂的ZVS。因为辅助电路与主功率回路是并联的缘故，所以辅助电路电感和电容的电流、电压应力均和负载大小没有关系。
DC/DC变换器大多采用的都是输出电压和电流的双闭环控制方式，有一种峰值电流模式的移相全桥DC/DC变换器，把变压器原边电流的峰值当作控制对象，使变换器的动态性能有所提高，防止了变压器的偏磁[1]。可是该模式本身具有对噪声敏感、控制方法较复杂、需要谐波补偿和不易于实现等缺点。本文把输出电流的平均值当作控制对象，采用平均电流模式构造电流内环，从仿真和实验结果得知该模式的动静态性能良好。
二、24V/300VDC/DC变换器
本文的DC/DC变换器的主功率电路如图1所示：
主功率开关管选择了低漏-源导通电阻RDS的功率MOSFET。因为这个变换器输入电压是24V,相对较低，而输入电流比较大，并且是由两个功率MOSFET管并联构成主电路中全部的开关。Lr为谐振电感和变压器原边漏感的等效电感。把辅助谐振网络引入到滞后桥臂中。当关断Q4时，Q2两端并联的电容C2在辅助电路的电感电流和等效电感电流的作用下放电，使Q4两端并联的电容C4得以充电；当关断Q2时，Q4两端并联的电容C4在辅助电路的电感电流和等效电感电流的作用下放电，使Q2两端并联的电容C2得以充电。假如没有引入辅助谐振网络，而只是使用谐振电感实现滞后桥臂的ZVS，就只能在谐振电感量取值较大的情况下，才能实现滞后桥臂的ZVS，但这会导致副边占空比丢失严重；而假如谐振电感量取值较小，则导致在轻载的条件下由于其能量不能抽完滞后桥臂开关管并联电容上的电荷，使滞后桥臂较难实现ZVS。利用辅助电路电感的能量来补充为了减小副边占空比丢失而减小的谐振电感能量，只要参数设计符合条件，就能在短时间内抽走即将导通的开关管两端并联电容上的电荷，创造ZVS条件，同时实现使副边占空比丢失减小的目的。通过计算和仿真，本文确定下辅助谐振网络的各参数为：Lr=2.0μH,La=5.0μH,Ca1=Ca2=0.33μF。为了不让变压器偏磁导致变压器饱和，在输出变压器的原边加入了隔直耦合电容Cp1、Cp2。变压器副边采用全桥整流，经滤波后产生所需要的300V直流电压。为了降低变压器的漏感，变压器采用T772型环形铁氧体铁芯，原副边匝比为1:17。
图2平均电流模式闭环控制电路图
运算放大器IC2、R4、R5、R6、R7、R8和C1构成电压闭环，它是一个PI调节器。其输出作为电流闭环的电流给定信号。运算放大器IC4、R11、R12、R13和C4构成电流闭环，它同样也是一个PI调节器，其给定是电压闭环的输出。IC4实际上是UC3875内的误差放大器[2]。在芯片内部处理IC4的输出后，形成4路PWM脉冲信号，然后经驱动电路后，控制DC/DC变换器的MOS管。IC1和IC3构成电压跟随器，起阻抗变换和隔离作用，其输入信号分别为电压反馈信号测量值和电流反馈信号测量值。
三、仿真和实验结果及分析
（一）、仿真结果
本文使用PSIM5.0仿真软件，仿真、计算图1和图2负载为纯电阻时DC/DC变换器的波形。
（二）、实验结果
本文所研制的24V/300V DC/DC变换器在带纯电阻负载时的实验结果，不仅是超前桥臂开关管Q3实现了ZVS，滞后桥臂开关管Q4也一样实现了ZVS。当空载突加负载(300Ω)时输出电压,此时输出电压只向下跳变了大概2V,电压波动较小,时间也较短。
四、结论
分析仿真和实验结果，可以得出以下结论：(1)引入辅助谐振网络可以解决低压大电流输入情况下宽负载范围内实现ZVS和副边占空比丢失严重的矛盾，在实现ZVS时，又极大地减小了副边占空比丢失，使得移相全桥ZVS技术能够很好地应用于这类DC/DC变换器中。(2)选用平均电流模式以闭环控制变换器，其具有动态性能良好、稳态精度高、容易实现的优点，是一种可取的控制方案。
结束语
本文设计了移相全桥DC/DC变换器，使得超前桥臂Q3和滞后桥臂Q4实现了ZVS。电路中的电感在电感电流过零时谐振，实现开关管的零电压开通，和近似的零电压关断。移相全桥DC/DC变换器简单、效率高、系统损耗小，对于基于超级电容的双向DC/DC变换器，通过控制开关器件的占空比来统一控制电感电流、电容电压。使用平均电流控制方式，达到对超级电容的恒流充电与恒流、恒压放电。
参考文献:
[1]顾和荣.一种基于PWM控制的混合型静止无功补偿器[J].电力电子技术.2010,12(06):11-12.
[9]于昊.一种高效率低成本的软开关反激式开关电源设计[J].黑龙江科技信息.2009,05(28):23-24.
项目名称：双相DC-DC降压变换器在光氢系统中的应用 编号：13GK31
